共射放大电路的低频截频计算方法验证

①为什么fc是1/2πRC？

②R为什么是R1//R2,18kΩ？三极管的rbe和Re为啥不思考？

理论分析

带着这两个疑问，对这个共射极放大电路进行分析。此时我们的目标很明确，就是低频带。在低频带时，交流耦合电容C1，C2不能再像中频带一样短路，需要思考耦合电容的影响；而三极管的结电容依旧可以当做短路。

于是，就有如下交流通流：

此时的Rb是Rb1//Rb2并联后的简化。由于发射极电阻Re的存在，使得这个交流通路不是很直观，需要做进一步简化。把Re分别折算到输入回路和输出回路。

如上图所示，Re折算到输入回路，变成了等效电阻(1+β)Re。而在输出回路，由于连接的是受控电流源，电流源的内阻本身已经是无穷大，可以暂且忽略Re在输出回路的影响（这是基于个人理解给出的解释）。

为了让电路更加直观，我们做进一步简化。在输入回路，C1右侧的电阻简化为Ri。在输出回路，根据诺顿定理讲受控电流源β*ib转换受控电压源β*ib*Rc，输出回路的等效电压源的内阻也变成了Rc，如上图所示。

注意：在电路中Re=2k，Rb=Rb1//Rb2=18k，β如果取值200，rbe暂且不算，已经有(1+β)Re>>Rb。那[rbe+(1+β)Re]//Rb的值应趋近于Rb，所以有：Ri近似约等于Rb。

讨论完Ri，我们再看下输入回路的电流Ii。rbe+(1+β)Re上的电压Vi=Ib[rbe+(1+β)Re]。由于Rb和rbe+(1+β)Re是并联关系，则Rb两端电压也是Vi。

于是，可以求得：

由于rbe+(1+β)Re和Rb的两端电压都是Vi，rbe+(1+β)Re>>Rb，则有：

计算完Ri和Ii，我们可以开始求解Vs。

求解Vo：

备注：RL'=Rc//RL。

再求解Avsl：

这样的话，可以得到两个低频截止频率fL1和fL2。

针对Vs，由于没有设置Rs，那么fL1=1/2π*Rb*C1。而且Rb正是Rb1//Rb2。

把整个推导过程的手写版本，全部放出来：

TINA-TI仿真

还是用这个共射极放大电路，老粉儿应该不陌生，已经用了多次。

之前文章中，仿真频率响应得到的幅频曲线是这样的：

为什么这里面没有体现出高通滤波的特性呢？

这是由于起始频率设置的太高。如果我们把起始频率设置为0.1Hz，再仿真看看。如下图所示，中频带的增益是13.69，在下降3dB后，在低频区对应的频点是944mHz，即0.9Hz。这也正好和计算的fL1=1/2π*Rb*C1=0.9Hz能对应上。